本发明公开了一种基于载波幅移的NPC型三电平逆变器中点电压控制方法,具体为:令NPC型三电平逆变器的上、下载波的幅值分别表示为1+K×m和1-K×m,K为载波幅值调节系数,m为调制比,通过实时调节载波幅值调节系数从而调节载波幅值,将幅值调节后得到的载波与调制波进行比较输出PWM信号。K的调节方法为:在
1.一种基于载波幅移的NPC型三电平逆变器中点电压控制方法,具体为:实时调整载波幅值调节系数从而调节载波幅值,将幅值调节后得到的载波与调制波进行比较输出PWM信号,以控制逆变器的开关管工作状态;所述载波幅值按照如下方式调节:令NPC型三电平逆变器的上、下载波的幅值分别表示为1+K×m和1-K×m,K为载波幅值调节系数,m为调制比;在ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="278"/>时,若U_np大于U_dc/2,则-1≤K<0且U_np与U_dc/2之间的差值越大则K的绝对值越大,若U_np等于U_dc/2,则K=0,若U_np小于U_dc/2,则0<K≤1且U_np与U_dc/2之间的差值越大则K越大;在ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="280"/>时,若U_np大于U_dc/2,则0<K≤1且U_np与U_dc/2之间的差值越大则K越大,若U_np等于U_dc/2,则K=0,若U_np小于U_dc/2,则-1≤K<0且U_np与U_dc/2之间的差值越大则K的绝对值越大;其中,ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="44"/>为功率因数角,U_np为逆变器中点电压,U_dc为直流母线电压。
2.一种基于载波幅移的NPC型三电平逆变器中点电压控制方法,具体为:实时调节载波幅值调节系数从而调节调制波,将调节后得到的调制波与载波进行比较输出PWM信号,以控制逆变器的开关管工作状态;所述调制波按照如下方式调节:令调制波 u j ′ = K × m + u j 1 + K × m ( u j ≥ - K × m ) K × m + u j 1 - K × m ( u j < - K × m ) , ]]>其中u_j为初始调制波,K为载波幅值调节系数,m为调制比;在ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="274"/>时,若U_np大于U_dc/2,则-1≤K<0且U_np与U_dc/2之间的差值越大则K的绝对值越大,若U_np等于U_dc/2,则K=0,若U_np小于U_dc/2,则0<K≤1且U_np与U_dc/2之间的差值越大则K越大;在ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="294"/>时,若U_np大于U_dc/2,则0<K≤1且U_np与U_dc/2之间的差值越大则K越大,若U_np等于U_dc/2,则K=0,若U_np小于U_dc/2,则-1≤K<0且U_np与U_dc/2之间的差值越大则K的绝对值越大;其中,ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="46"/>为功率因数角,U_np为逆变器中点电压,U_dc为直流母线电压。技术领域
本发明属于电力电子技术领域,具体涉及一种基于载波幅移的NPC型三电平逆变器中点电压控制方法。
背景技术
与传统的两电平逆变器相比,二极管箝位式(NPC)三电平逆变器具有对开关器件耐压等级要求低、等效开关频率高、输出波形谐波小的优点,因此在中高压大功率变换电路中得到广泛的应用。但是中点电位平衡问题是其固有的突出问题。中点电位的不平衡将会提高输出电压的谐波,而且还会损坏开关器件和滤波电容。直流母线电容参数不一致,负载不平衡以及不同的调制策略都有可能引起中点电压不平衡。目前中点电压平衡的控制策略主要有两种:一种是基于空间矢量的空间矢量脉宽调制(SVPWM)方法,另一种是注入零序分量的正弦脉宽调制(SPWM)方法。在SVPWM调制方法中,重新分配冗余小矢量的作用时间是最常用的中点电压控制方法,但是这种方法平衡能力有限,冗余矢量和中点电压的关系也很复杂,同时SVPWM方法算法复杂,运算量大,不利于向更高电平逆变器扩展。在SPWM调制方法中,中点电压平衡的算法绝大部分是基于调制波的,主要通过向调制波中注入特定的零序分量来实现中点电压的平衡控制。但是零序分量的选取需要很高的技巧,零序分量的计算往往需要三相参考电压,输出电流,直流母线电容电压以及电容值等参数,大量的参数使零序分量的计算变得复杂,也不利于实时控制系统的实现,同时增加了成本。
发明内容
本发明针对现有技术的不足,提出了一种基于载波幅移的三电平逆变器中点电压控制方法,通过保持调制波和上下载波频率不变,改变上下载波的幅值,来实现中点电位的平衡,该方法具有计算简单,实现容易的优点。一种基于载波幅移的NPC型三电平逆变器中点电压控制方法,具体为:实时调整载波幅值调节系数从而调节载波幅值,将幅值调节后得到的载波与调制波进行比较输出PWM信号,以控制逆变器的开关管工作状态;所述载波幅值按照如下方式调节:令NPC型三电平逆变器的上、下载波的幅值分别表示为1+K×m和1-K×m,K为载波幅值调节系数,m为调制比;在ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="281"/>时,若U_np大于U_dc/2,则-1≤K<0且U_np与U_dc/2之间的差值越大则K的绝对值越大,若U_np等于U_dc/2,则K=0,若U_np小于U_dc/2,则0np与U_dc/2之间的差值越大则K越大;在ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="291"/>时,若U_np大于U_dc/2,则0np与U_dc/2之间的差值越大则K越大,若U_np等于U_dc/2,则K=0,若U_np小于U_dc/2,则-1≤K<0且U_np与U_dc/2之间的差值越大则K的绝对值越大;其中,ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="60"/>为功率因数角,U_np为逆变器中点电压,U_dc为直流母线电压。一种基于载波幅移的NPC型三电平逆变器中点电压控制方法,具体为:实时调节调制波调节系数从而调节调制波,将调节后得到的调制波与载波进行比较输出PWM信号,以控制逆变器的开关管工作状态;所述调制波按照如下方式调节:令调制波 u j ′ = K × m + u j 1 + K × m ( u j ≥ K × m ) K × m + u j 1 - K × m ( u j < K × m ) , ]]>其中u_j为初始调制波,K为载波幅值调节系数,m为调制比;在ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="284"/>时,若U_np大于U_dc/2,则-1≤K<0且U_np与U_dc/2之间的差值越大则K的绝对值越大,若U_np等于U_dc/2,则K=0,若U_np小于U_dc/2,则0np与U_dc/2之间的差值越大则K越大;在ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="297"/>时,若U_np大于U_dc/2,则0np与U_dc/2之间的差值越大则K越大,若U_np等于U_dc/2,则K=0,若U_np小于U_dc/2,则-1≤K<0且U_np与U_dc/2之间的差值越大则K的绝对值越大;其中,ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="64"/>为功率因数角,U_np为逆变器中点电压,U_dc为直流母线电压。本发明的技术效果体现在:本发明采用的技术方案是一种基于载波幅移的三电平逆变器中点电压控制方法,该方法时测量中点电压U_np,并且与给定值进行比较,根据比较结果来确定载波的幅移值,将幅值调节后得到的载波与调制波进行比较输出SPWM信号,以控制逆变器的开关管工作状态,从而实现中点电压的平衡控制。本发明通过保持调制波和上下载波频率不变,改变上下载波的幅值,来实现中点电位的平衡,该方法具有计算简单,实现容易的优点
附图说明
图1为本发明所要调制的NPC型三电平逆变器拓扑结构。图2为三电平SPWM调制方案的示意图,其中,2(a)为载波与调制波示意图,2(b)~2(e)为开关管输出状态,2(f)为输出相电压波形。图3为本发明方法改变载波幅值的控制结构框图。图4为本发明方法改变上下载波幅值的示意图。图5为本发明方法中调制比m,中点电压波动dU_c以及调节系数K的关系图。图6为本发明方法改变载波幅值的PWM输出波形图。其中(a)为改变载波幅值后载波与调制波示意图,(b)~(e)为开关管输出状态,(f)为输出相电压波形。图7为本发明方法等效的改变调制波的控制结构框图。图8为本发明为等效改变调制波的示意图。
具体实施方式
下面结合附图来对本发明的具体实施方式进行说明。图1为三相NPC型三电平逆变器的主电路结构图。图中输入直流电压为U_dc,中间直流支撑电容分别为C1,C2,电容两端的电压为U_c1,U_c2。中点电压为U_np,其值与U_c2相同,在正常情况下,中点电压不发生偏移,U_np=U_dc/2。但是由于支撑电容参数的不一致,负载不平衡以及调制策略等原因,会使电容充放电不平衡,导致中点电压波动,中点电压波动值dU_c定义为dU_c=U_c1-U_c2。图2为传统的三电平SPWM调制方法。其中(a)为上、下载波与调制波示意图,(b)~(e)为开关管输出状态,(f)为输出相电压波形。但是在中点电压偏移时,传统的SPWM调制方法不能消除或者抑制中点电压偏移。图3给出本发明控制原理图,控制方法流程具体如下:步骤1、实时测量中点电压U_np,并且与给定值进行比较;步骤2、根据步骤1中的比较结果来确定载波的幅移值。令上、下载波的幅值分别表示为1+K×m和1-K×m,其中K×m为载波幅值的变化量,K为载波幅值调节系数,-1≤K≤1。对于NPC型三电平逆变器中点电压波动的表达式为: dU c = U c 1 - U c 2 = i o C = i a d ao + i b d bo + i c d co C - - - ( 1 ) ]]>其中dU_c为中点电压波动值,U_c1和U_c2分别为直流母线电容C1,C2两端的电压值,C为直流母线电容值,i_o为中点电流,i_a,i_b,i_c分别为三相电流值,d_ao,d_bo,d_co分别为三相“O”状态作用的占空比。载波幅移时,三相“O”状态作用的占空比可以表示为: d jo = 1 - u j 1 + K × m ( u j ≥ - K × m ) 1 + u j 1 - K × m ( u j < - K × m ) - - - ( 2 ) ]]>其中d_jo(j=a,b,c)为三相“O”状态作用的占空比,u_j(j=a,b,c)为三相调制波,m为调制比,0≤m≤1。由(1),(2)可得,在一个调制波周期内中点电压波动值dU_c与载波幅值调节系数K的关系为:ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="700"/>其中I_m为相电流的幅值,ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="137"/>为功率因数。根据以上公式,当相电流幅值,功率因数固定时,可以得到载波幅值调节系数与中点电压波动值的唯一关系。在ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="284"/>时,若K大于零,则dU_c小于零,中点电压上升;若K小于零,则dU_c大于零,中点电压会下降。在ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="288"/>时,若K大于零,则dU_c大于零,中点电压下降;若K小于零,则dU_c小于零,中点电压会上升。通过改变载波幅值调节系数K的方向和大小,可以调整中点电压,实现中点电压的平衡。在ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="276"/>时,若U_np大于U_dc/2,则应取K小于零,若U_np小于U_dc/2,则应取K大于零。在ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="288"/>时,若U_np大于U_dc/2,则应取K大于零,若U_np小于U_dc/2,则应取K小于零。U_np为逆变器中点电压。U_np与U_dc/2之间的差值越大则K的绝对值越大。步骤3、将载波与调制波做比较输出开关信号,如果调制波的幅值大于上面载波的幅值,则对应的开关管1开通,开关管3关断,反之则开关管1关断,开关管3开通。如果调制波的幅值大于下面载波的幅值,则对应的开关管2开通,开关管4关断,反之则开关管2关断,开关管4开通,其中开关管1~4为同一桥臂中自上而下的四个开关管。根据以上步骤即可对NPC型三电平逆变器中点电压进行控制。本发明通过保持调制波和上下载波频率不变,改变上下载波的幅值,很好地解决中点电位平衡的问题。实施例1本发明的基于载波幅移的三电平逆变器中点电压控制方法,可以有效实现中点电压控制。图3给出了本发明方法的算法实现框图,u′_tri1,u′_tri2分别为幅值变化后的载波值。Fcn1为载波幅值的调整函数,由下式给出: u tri 1 ′ = 2 T × ( 1 + K × m ) × rem ( t / T ) - K × m ( 0 ≤ rem ( t / T ) < T / 2 ) 2 + K × m - 2 T × ( 1 + K × m ) × rem ( t / T ) ( T / 2 ≤ rem ( t / T ) < T ) - - - ( 4 ) ]]> u tri 2 ′ = 2 T × ( 1 - K × m ) × rem ( t / T ) - 1 ( 0 ≤ rem ( t / T ) < T / 2 ) 1 - 2 K × m - 2 T × ( 1 - K × m ) × rem ( t / T ) ( T / 2 ≤ rem ( t / T ) < T ) - - - ( 5 ) ]]>其中,T为载波周期,rem()为取余函数。该方法需要采样中点电压U_np,并且将U_np与U_dc/2做比较,通过比较结果来确定载波幅值的改变量。图4为本发明方法中,K>0时,载波幅值变化示意图。在本发明方法中,调制波不发生变化,载波周期也不发生变化,只是改变载波幅值,上下载波的幅值分别变为1+K×m和1-K×m,其中K×m为载波幅值的变化量。在一个调制波周期内中点电压波动值dU_c与载波幅值调节系数K的关系由式(3)给出。图5为取I_m/C为单位量,ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="251"/>时的dU_c、K、m关系示意图。调制比m一定时,中点波动值dU_c与调节系数K成正比。当K大于零,则dU_c小于零,中点电压上升;若K小于零,则dU_c大于零,中点电压下降。通过将中点电压U_np与U_dc/2做比较,可以得到载波幅值调节系数K,由式(4)和式(5)可以得到调整后的载波。将调整后的载波与调制波做比较输出开关信号,图6为本发明方法改变载波幅值的PWM输出波形图。其中(a)为改变载波幅值后载波与调制波示意图,(b)~(e)为开关管输出状态,(f)为输出相电压波形。对于A相桥臂,如果调制波的幅值大于上面载波的幅值,则对应的开关管S_a1开通,开关管S_a3关断,反之则开关管S_a1关断,开关管S_a3开通。如果调制波的幅值大于下面载波的幅值,则对应的开关管S_a2开通,开关管S_a4关断,反之则开关管S_a2关断,开关管S_a4开通。通过控制芯片(单片机,ARM,DSP等)和可编程逻辑器件(例如FPGA)可以很方便地实现上下载波幅值的调整。实施例2对于不便于实现载波幅值变化的系统,可以将载波幅值的变化等效到调制波上,前提是开关序列和开关作用时间在等效前后保持不变。图7给出了本发明方法等效调制波的算法实现框图,与上面的方法相比,只是保持载波不变,对调制波进行调整。Fcn2为调制波的调整函数,由下式给出: u j ′ = K × m + u j 1 + K × m ( u j ≥ - K × m ) K × m + u j 1 - K × m ( u j < - K × m ) - - - ( 6 ) ]]>其中为u′_j等效后的调制波。图8为本发明方法中,K>0时,等效的调制波变化示意图。采样中点电压U_np,并且将U_np与U_dc/2做比较,可以得到载波幅值调节系数K,保持上下载波频率、幅值相等,调制波按照(6)式调整,将调整后的调制波与载波做比较输出开关信号,也可以得到与调整载波幅值一样的中点电压控制效果。本发明不仅局限于上述具体实施方式,以上所述仅为本发明的较佳实施例而已,可以采用其它多种具体实施方式实施本发明,凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。